ＣＭＯＳ光接收机宽带前置放大器的设计

摘要:采用TSMC 0.18μm CMOS工艺设计了光接收机宽带前置放大器。该前置放大器采用具有反馈特性的跨阻放大器实现，采用了RGC（Regulated Casacoe）电路作为输入级，同时在电路中引入电感并联补偿的技术，以拓展前置放大器的带宽。仿真结果表明：1.8V单电压源供电情况下，电路功耗15.2mW，中频互阻增益为58.4dBΩ，－3dB带宽可达到10.2GHz，可工作在10Gb/s速率。

关键词:前置放大器；RGC；并联补偿；CMOS工艺

1．引言

随着光纤通信系统不断向着高速、大容量发展, 2.5Gbit/s 的光通信系统已不能满足要求,下一代的光纤干线通信将是以10Gbit/s信道速率为基础的波分复用(WDM)系统。研究10Gbit/s光发射和接收的器件和电路具有广阔的应用前景。

图１　光纤通信系统基本结构框图

光纤传输系统主要由三部分组成：光发射机、光纤信道和光接收机，系统框图如图1所示。光接收机由光检测器、前置放大器、主放大器、数据判决电路、时钟恢复电路和复接器等模块组成。作为光接收机的关键部分，前置放大器的性能在很大程度上决定着整个光接收机的性能[5]。

此前高速率的前置放大器大多数采用制造成本高的GaAs、InP等III/IV族工艺或双极性硅工艺来实现。随着CMOS工艺进入深亚微米和纳米阶段，利用这种成本低廉的工艺来设计高增益、宽带宽的前置放大器已成为热点。因此, 本设计采用了TSMC 0.18μm CMOS工艺。然而，虽然0.18μm CMOS工艺的特征频率已达50GHz，但是其严重的寄生效应和较低的跨导对带宽的影响较大，给高频前置放大器的设计带来了相当的难度。本次设计针对这一瓶颈问题，采用了一系列的带宽拓展技术，实现了一定增益基础上的大带宽。

2．电路设计

2.1 设计指标

光接收机的前端电路由光电检测器和前置放大器组成。光电检测器将光信号转化为一个微弱的电流，而前置放大器的任务是对光电检测器进行良好的匹配，将微弱的光电流转化为输出电压并放大到合适的电平。衡量前置放大器性能的参数诸如速度、噪声、灵敏度等，它们互相制约，相互影响。因此设计时需在各种参数之间进行折衷。

本次设计的技术指标为：－3dB带宽大于10GHz；跨阻增益大于56dB以及一定的噪声性能（能在5μA的小信号输入电流下工作）。

2.2 基本电路结构

光纤传输系统中的前置放大器有低阻、高阻和跨阻三类放大器。跨阻放大器（TIA：Transimpedance Amplifier）拥有低阻和高阻放大器不具有的一系列优点，例如：低的输入阻抗、高带宽、不需要采用均衡网络；大动态范围；输出电阻小、放大器受噪声影响小；所以，跨阻放大器成为高速光纤通信电路的最佳选择（如图2所示）。

2.3 带宽拓展

为了使光接收机在给定的速率下正常工作，前置放大器应有足够的带宽，其取值一般是所传输数据速率的0.75倍[5]。但考虑到CMOS工艺有严重的寄生电容和较低的跨导，根据以往的设计经验，前仿真的带宽为数据速率的0.75～0.8倍（7.5～8 GHz）时，实际电路仍不能满足10Gb/s的传输要求。因此我们希望设计带宽更大的前置放大器（≥10GHz），这样就为通过10Gb/s的数据提供了充足的保证。

由于带宽要求很高，设计上存在一定难度，本设计从以下三方面着手，从而实现了10GHz的高带宽以及其它技术指标。

2.3.1 R_f的选取

由电路理论可知，负反馈可使电路的增益稳定（对于高频放大单元，前置放大器的跨阻几乎由Rf决定），并可提高动态范围和带宽、减小噪声等等。因此Rf的选取对电路能否达到增益、噪声和带宽的指标要求尤为重要。我们的思路是先满足增益和噪声的要求，在这个基础上，继续优化Rf的值以展宽频带。

跨阻前置放大器（如图2）的频带宽度可以表示为

f_ω=1/2πC_inR_in （1）

其中Rin=Rf/A为输入电阻（Rf为反馈电阻，为放大器开环增益）。Cin为输入寄生电容，它包括了光检测器寄生电容CPD和封装电容Cp，其中起主要作用的是光电二极管的寄生电容。可见R_in和C_in是影响放大器频带宽度的主要因素。

展宽放大器带宽可通过减小输入电阻或输入电容来实现。要减小放大器的输入寄生电容是很困难的，因而通常采用减小输入电阻的方式。如果通过减小反馈电阻R_f来减小输入电阻，又会引起额外的热噪声电流，降低前置放大器的灵敏度，因此，在保证放大器开环增益足够大的同时，应合理选择反馈电阻Rf的阻值大小，从而尽可能减小热噪声，提高前置放大器的灵敏度，降低误码率。

一般来说，跨阻前置放大器的等效输入噪声电流功率谱函数表示如下：

式中，第一项表示由Rf引入的热噪声电流的贡献；第二项代表场效应管（MOSFET）的栅极漏电流引入的噪声，一般很小，可忽略不计；最后一项代表MOSFET的沟道热噪声。由上式可知，可以采取增大R_f和g_m的方式来减小等效输入电流噪声。但根据前面分析，Rf的选取应综合考虑增益、灵敏度和带宽这些性能指标，这就限制了它对展宽带宽的贡献。

此外，我们用一个C_f与 R_f并联，这样的设计起到两个作用：一是相位补偿，二是增加了通带平坦度，平滑了高频的尖峰。原因在于C_f通路的阻抗随着频率的增加而减小，高频增益较之低频增益有所下降。

由于R_f对增益和噪声性能的影响，它的取值在很大程度上受到了限制，只通过优化R_f达到10GHz的高带宽是不可能的，因此我们还必须寻求其他的拓展带宽的办法。

2.3.2 RGC结构

提高前置放大器带宽的瓶颈在于其输入端的光检测器引入的大的输入寄生电容C_PD，对于给定的光检测器，它的值无法调节，我们只能用减小R_in的办法来尽可能的降低时间常数τ（τ=R_inC_in）。TIA的反馈阻抗Rf就起了这样的作用。对于传统的共源级输入跨阻前置放大器（如图3），我们所能做的只有优化各级元件参数，使R_in尽可能的小。

通过尝试发现这样仍然远远不能满足10GHz的带宽要求，因此我们利用了图4所示的RGC（Regulated cascode）电路作为输入级，来隔离大的寄生电容C_PD，使主极点从原来的2点移到现在的M1的漏端，这样C_PD不再成为限制带宽的最主要因素。下面我们对这一结构进行具体的分析。

首先和另一种常被采用于宽带TIA中的结构——电流模跨阻放大器做一个简单的对比。由于共栅放大级（M1、R1及Rs）的输入电阻非常小（R_in=1/gm），因此电流模TIA中共栅输入级体现出可与GaAs MESFET相比的大跨导，使得光检测器检测到的电流几乎可以全部流入放大器，因此起到了隔离寄生电容的作用。然而，如果让本地反馈级产生相同的电压增益，RGC电路的输入电阻比传统的共栅输入级更小：由图5所示的RGC结构小信号等效电路可算出， R_in=1/g_m1(1+g_mBR_B)，是共栅级的1/g_m1(1+g_mBR_B)倍。并且RGC电路能提供一个虚地输入阻抗，因此对电容的隔离效果更好[4]。基于上述分析，我们采用了RGC结构。

根据[3]，RGC结构具有以下特点：极小的输入电阻、极宽的频带和稳定的偏置，本地反馈级（MB和RB）将图4中的输入节点1设定成虚地，并且它的负反馈作用增加了稳定性。

下面我们具体介绍本设计是如何通过精心调节RGC的参数实现高带宽的。

由于本地反馈级产生一个零点，因此频响曲线上出现了一个峰值（如图6所示），

由上式知，尽可能减小M1的栅宽W1（即减小C_gsl 和C_gdB）以及电阻RB可提高带宽，但这两种方法都会使放大器输入电阻增大。通过仿真发现，与减小R_B相比，减小W₁，输入阻抗的增大趋势更缓慢些，因此本设计主要通过调节W₁使f_peak推向高频，以弥补后级共源放大器的低带宽，从而实现整个TIA的宽频带。

此外，我们还采用了一种常见的带宽拓展技术。

2.3.3 并联补偿

图7（a）是一个简单的共源放大器电路，图7（b）是其对应的小信号等效电路模型。经过计算可得其阻抗为：

Z(s)=g_mR/i+jωRC

我们知道，共源放大器的增益为MOS管跨导g_m和等效阻抗Z(s)数值的乘积。由公式（4）可见，随着ω的增大，Z(s)数值会降低，因此引起增益的下降，这就是电容负载导致带宽减小的原因。

加入一个电感（如图7（c））与负载电阻串连提供了一个阻抗随频率增加的元件（也就是说，它引入一个零点），这有助于补偿电容阻抗的减小，下面我们借助其小信号等效电路模型（图7（d））进行具体分析：

根据（2）

这里分子中有一项（来源于零点）是随着频率的增加而增加的，而且在分母中1-ω2LC这一项对于低于LC谐振的频率也会使|Z|增加，这两项同时扩展了频宽。

进一步引入m=RC/L/R

于是（5）式中的传递函数进一步可写成

式中，ω₁是原先的－3dB频率（＝1/RC），而ω₂是新的－3dB频率。

经分析计算可知，较大的L（较小的m）得到较大的带宽扩展，但脉冲响应的保真度较差，而较小的L对带宽的改善较少，但却有较好的脉冲响应。具体总结见表1。

本次设计的电路，我们将并联补偿技术用在了RGC输入级上（如图8所示），经过对L的调节，我们将原有的（L=0时）带宽从7.2GHz提高到10.2GHz（如图9），从而满足了指标要求。

3．模拟结果

3.1仿真频谱图及眼图

我们采用商用的Advanced Design System（ADS）电路仿真软件对设计的前置放大器进行了仿真，模拟结果如下：

光检测器寄生电容CPD取典型值0.4pF，前置放大器的幅频特性曲线如图9（b）所示，中频互阻增益为58.4dBΩ，－3dB带宽为10.2GHz。图10和图11分别给出了输入为10Gb/s、5μA和10Gb/s、50μA伪随机信号时前置放大器的输出眼图。

3.2 结果分析

增益、带宽和噪声性能均达到设计指标要求。

由于考虑到CMOS工艺严重的寄生效应，因此在前仿过程中对幅频特性曲线上高频处（见图9（b）中的8.6GHz处）的尖峰给予适当的保留，因此眼图中会看到一定程度的过冲，但不影响数据的判决。并且根据以往的设计经验，这种处理会在一定程度上抵消由于CMOS器件寄生效应产生的高频增益衰减，减小带宽的损失。

4． 结束语

采用TSMC 0.18μm CMOS工艺设计了中频互阻增益为58.4dBΩ，-3dB带宽为10.2GHz，并能通过5μA小信号的光接收机前置放大器。仿真结果表明，本电路可以工作在10Gb/s速率上，可望实现后应用于STM-64速率级的SDH系统。

参考文献

[1] Thomas H. Lee, The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits, Cambridge U.K:Cambridge Univ.Press,1998

[2] Sunderarajan S. Mohan, Maria del Mar Hershenson, Stephen P. Boyd, Thomas H. Lee, Bandwidth extension in CMOS with optimized on-chip inductors, IEEEJ. Solid State Circuits, Mar. 2000, pp. 346-354

[3] Sung Min Park, C. Toumazou, A packaged low-noise high-speed regulated cascade transimpedance amplifier using a 0.6μm N-well CMOS technology, Solid-State Circuits Conference, 2000, Sept 2000, pp. 431-434

[4] 王丽芳，周华，冯炜，蒋湘，带AGC的CMOS光接收机前置放大器的设计，光通信研究，2005.6，pp. 53-56

[5] 王志功，光纤通信集成电路设计，高等教育出版社，2003.6,pp.39-40,pp.64,pp.295-300

作者简介

王晓霞，硕士研究生，从事超高速光纤通信集成电路的设计与研究。

王志功，教授，从事超高速光纤通信集成电路的设计与研究。

刘继顺，硕士研究生，从事移动通信系统及网络的研究。